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Design Radio Fréquence

3A Microélectronique

vLO Mt1 VDD RLRL I0 vRF Mt2 vIF

Mi1 Mi2 Mi3 Mi4

RFiI+2

0

RFiI-2

0

Design RF - J.M. Dutertre - 2007

Version bêta2

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 2

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 3

Design Radio Fréquence.

I. Introduction.

Les systèmes Radio Fréquence (RF) sont d"une grande complexité. Cette complexité est liée

en partie au grand nombre de transistors contenus dans ces circuits (jusqu"à plusieurs

millions) mais également à l"ensemble des concepts techniques mis en oeuvre. L"architecture "classique" d"un système RF (cf. figure I.1) peut se décomposer sommairement entre une partie RF et une partie bande de base (Base Band ou BB en anglo-américain 1).

Partie

RFPartie

Bande de

BaseAntenne

Fig. I.1 - Traitement analogique.

La partie RF (ou Front End RF) traite des signaux analogiques (et ce même si la modulation

utilisée est dite numérique) à des fréquences élevées, leur spectre n"est pas centré sur zéro ;

par opposition avec la bande de base qui traite des signaux BF (basse fréquence) ayant un spectre centré sur, ou proche de, l"origine. La bande de fréquence RF s"étend de quelques centaines de kHz à quelques GHz. Si la partie bande de base est la plus complexe en terme de nombre de transistors, c"est

cependant la partie RF la plus difficile à concevoir. Cette dernière fait en effet appel à des

domaines d"études multidisciplinaires (théorie du signal, approche système, design, technologie de fabrication, etc.) ; les choix de design résultent le plus souvent de compromis entre des contraintes plus ou moins antagonistes (bruit, puissance, consommation, gain, linéarité, etc.) pour lesquels il n"existe pas de critères de choix totalement objectifs. Enfin, les outils de CAO sont peu faciles à utiliser et pas toujours bien adaptés. Ils doivent

prendre en compte les problèmes de non linéarités, de translation de fréquence, de variation

des modèles dans le temps, etc. Ainsi, l"analyse fréquentielle classique de type AC proposée

par Spice, qui utilise des modèles linéarisés autour d"un point de polarisation et invariants

dans le temps, n"est elle pas adaptée à l"étude des systèmes RF. Des outils spécifiques de

simulation RF ont été développés tels que Spectre RF pour Cadence et Harmonic Balance pour Agilent - ADS.

1 Les termes techniques de ce cours sont le plus souvent donnés en langue anglaise, selon la terminologie

rencontrée dans les notes techniques, et les publications et la littérature scientifiques.

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 4 Choix du format de transmission : analogique / numérique ?

Architecture analogique

(approche historique) : un émetteur - récepteur RF comporte un

émetteur (ou transmitter) aussi appelé chaîne Tx (cf. figure I.2). Très schématiquement, le

signal issu d"un micro est modulé et translaté à la fréquence d"une porteuse RF, puis amplifié

avant d"attaquer l"antenne.

ModulationPA

Ampli. de puissance

PA : Power Amplifier

porteuse RF (100aineHz 2,5 GHz)Micro.

Fig. I.2 - Emetteur RF analogique.

Il comporte également un récepteur (ou receiver) parfois appelé chaîne Rx (cf. figure I.3).

LNA

Ampli. faible bruit

LNA : Low Noise Amplifier

downconverter translation vers les fréquences basses porteuse

Démodulationampli.

audio H. P.

Fig. I.3 - Récepteur RF analogique.

Le signal RF capté par l"antenne est amplifié par un amplificateur faible bruit, translaté vers la

bande de base par le "downconverter", puis démodulé et amplifié avant d"attaquer un haut parleur.

La contraction de "transmitter"et de "receiver" donne le terme "transceiver" utilisé pour

désigner un émetteur - récepteur. L"architecture des transceiver analogiques comporte peu de composants, ils sont "relativement simples" à concevoir.

Architecture numérique

PA porteuse RF

CANCompressionCodage -

EntrelacementCNA

Partie numérique

Numérisation

de la voix upconverter translation vers la fréquence RF

Fig I.4 - Emetteur RF numérique.

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 5 Un transceiver RF numérique transmet un signal RF analogique modulé numériquement. Il

est contitué d"une partie émettrice (cf. Fig. I.4) et d"une partie réceptrice (cf. Fig. I.5). Elles

comportent toutes deux une partie numérique importante.

LNAdownconverter

porteuse

Démodulation

ampli. audio H. P.

CANDécodage

DécompressionCNA

Partie numérique

Fig. I.5 - Récepteur RF numérique.

A première vue l"architecture d"un transceiver RF numérique semble bien plus complexe, c"est effectivement le cas. Cependant les techniques de traitement numérique du signal misent en oeuvre (codage, entrelacement, compression, etc.) permettent de minimiser les erreurs de transmission (elles

sont mesurées par le BER ou Bit Error Rate, c"est-à-dire le taux d"erreur binaire) et de réduire

la bande passante de la transmission en réduisant le débit des informations à transmettre (le

bit rate). Hors, le spectre de fréquence disponible est limité, d"où l"intérêt d"en limiter la

partie dévolue à chacun des utilisateurs (ce que permet l"approche numérique). Le design d"un transceiver numérique est conceptuellement plus complexe, cependant, les

avantages cités précédemment (parmi d"autres) on fait que l"approche numérique s"est

imposée.

Objectifs de cours.

Ce cours est dédié à une première approche (rapide) de la conception des front end RF

numériques.

La partie II est dédiée à la présentation des concepts de base nécessaires à leur étude.

Enfin, la partie III présente deux blocs élémentaires des front end RF : l"amplificateur faible

bruit et le mixer.

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 6

II. Concepts de base du design RF.

Ces concepts sont principalement liés à l"étude des non linéarités et du bruit.

II.1. Définitions - Approximation polynomiale.

Définition 1 : Un système est linéaire si sa sortie peut être donnée sous la forme d"une

combinaison linéaire de réponses à des entrées simples.

C"est-à-dire si ayant )()(

1.

1tytxsyst¾¾®¾

2.

2tytxsyst¾¾®¾

on a )(.)(.)(.)(. 21.

21tybtyatxbtxasyst+¾¾®¾+

quelles que soient les constantes réelles a et b. Définition 2 : Un système est invariant dans le temps si ayant )()( .tytxsyst¾¾®¾ alors on a )()( .tt-¾¾®¾-tytxsystet ceci quel que soit t réel.

Définition 3 : Un système est sans mémoire si sa sortie ne dépend pas des entrées

précédentes.

Dans le cadre de ce cours, les systèmes RF considérés sont sans mémoire, variants dans le

temps et non linéaires (jusqu"à l"ordre 3). Leur sortie est modélisée par une fonction

polynomiale d"ordre 3 : )(.)(.)(.)()(3 32

21.txatxatxatytxsyst++=¾¾®¾

A noter que les coefficients a

i=1, 2, 3 dépendent généralement du temps.

II.2. Les effets non linéaires.

a - La distorsion harmonique.

Un signal sinusoïdal appliqué en entrée d"un système non linéaire produit en sortie des

harmoniques multiples de la fréquence d"entrée (en plus d"une composante continue et du fondamental), cf. figure II.1. f (MHz)f système non linéaire f (MHz)f2f 3fH2 H3 DC fondamental fondamental

Fig. II.1 - Distorsion harmonique.

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 7 Avec )cos(.)(tAtxw= le signal d"entrée, on obtient en sortie (cf. approximation polynomiale) : )(cos..)(cos..)cos(..)( 33
322

21tAatAatAatywww++=

et d"après 2 )2cos(1)(cos2ttww+= [ ])3cos()cos(3.4

1)(cos3tttwww+=

On trouve

44 344 2144 344 214444 34444 21321

33"3
3 2 2"2 23
3 12 2 )3cos(4)2cos(2)cos(43 2)(

Hordredharmonique

HordredharmoniquelfondamentaDC

tAatAatAaAaAatywww++))

On constate (en généralisant au-delà de l"ordre 3) que les harmoniques d"ordre pair

proviennent des coefficients a i avec i pair, ils disparaissent pour les systèmes ayant une

caractéristique de transfert impaire, par exemple pour une paire différentielle (cf. figure II.2).

vin vout a2= a4= ... = a2i= 0

Fig. II.2 - Système à symétrie impaire.

On constate également que pour une amplitude A faible les harmoniques d"ordre n sont proportionnelles à A n. b - Compression de gain

En général le calcul du gain en régime petits signaux (A faible) est effectué en négligeant les

harmoniques. Ainsi si on considère que tous les termes en A n << a1A le gain est a1.

Cependant si l"amplitude A augmente on sort de la zone linéaire. Et les effets non linéaires se

font sentir, en particulier le terme 4 33

3Aapour le fondamental (on considère un système à

symétrie impaire).

Le gain G du fondamental s"écrit alors :

2 31
4

3AaaG+=

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 8 Se pose alors la question du signe de a3. Hors, on constate que dans la plupart des cas le gain tend à diminuer pour les amplitudes croissantes d"où a

3 < 0.

Ainsi, le gain est une fonction décroissante de l"amplitude A du signal d"entrée (car a

3 < 0).

On définit

le point de compression à -1 dB comme étant le point de fonctionnement du

système pour lequel le gain petits signaux est diminué de 1 dB par rapport à un système idéal

parfaitement linéaire.

La figure II.3 est l"illustration graphique de la détermination du point de compression à

-1 dB : 1 dB 1 dB 1 dB 1 dB 1 dB système idéal système réel

20log(a1)

A-1 dB20log(A)20log(A

out) point de compression à -1 dB

Fig. II.3 - Point de compression à -1 dB.

On note A

out l"amplitude du signal de sortie. Pour un système idéal (sans distorsion ni compression) on a AaA out.1= soit ())log(20)log(20log201AaAout+= Ce qui correspond bien au tracé d"une droite de pente unitaire pour le cas idéal dans une représentation log - log.

Le comportement du système réel, au fur et à mesure que A augmente, s"éloigne du cas idéal

du fait de l"apparition du phénomène de compression de gain.

On a alors

3 31.4

3.AaAaA

out+=

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 9 Le calcul du point de compression se déduit de la figure II.3 : 12

131log20143log20adBAaadB=++-

soit 31
1

145,0aaAdB=-

c - Désensibilisation (Desensitization and blocking)

Un signal parasite peut conduire à une saturation du récepteur et ainsi entraîner une réduction

de sa sensibilité.

Dans le cas des circuits à a

3 < 0, en présence d"un signal "utile" avec une amplitude faible et

d"un signal interférant d"amplitude plus élevée :

4342143421

ceinterférenutilesignal tAtAtx)cos()cos()(2211ww+=

On exprime

...)cos(23

43)(12

2133

1311+)

((++=tAAaAaAaty w avec A

1 << A2

on a alors ...)cos(23)(112 231
2 +»tAAaaty

Atedécroissanfonction

w

44 344 21

Une valeur élevée de A

2 peut donc conduire à une chute du gain importante, voire même à

son annulation, dans ce dernier cas le signal utile est dit bloqué. d - Modulation croisée (cross modulation) On appelle modulation croisée le transfert de la modulation d"un signal d"interférence vers le signal utile. Dans le cas où l"amplitude du signal utile est largement inférieure à l"amplitude du signal d"interférence (A

1 << A2) et où le signal interférant est modulé, par exemple en amplitude, tel

qu"il s"écrive [])cos()cos(.122ttmAmww+

On obtient

....)cos()cos(2)2cos(22123)(1122 2 231+?
++++=tAtmtmmAaaty mmwww Le signal en sortie est modulé en amplitude aux fréquences w m et 2wm.

Design RF 3A Micro

www.emse.fr/~dutertre/enseignement.html - 2007 10 e - Intermodulation.

On parle d"

intermodulation lorsque le système engendre des signaux à des fréquences non harmoniques (en sus des harmoniques). Par exemple, dans le cas d"un signal d"entrée "deux tons" aux fréquences f

1 et f2, on obtient en

sortie d"un système non linéaire les harmoniques de f

1 et f2 et des termes d"intermodulation

aux fréquences m.f

1 ± n.f2 (m,n Î N2).

L"existence des termes d"intermodulation (IM) est problématique lorsqu"ils sont proches des fondamentaux f

1 et f2, car il est alors difficile de les éliminer par filtrage.

Pour )cos(.)cos(.)(2211tAtAtxww+= [][][]3 32
en développant les termes de cette expression on obtient les fondamentaux

à f

1 )cos(.23

43112
232

131tAAaAaaw)

et f

2 )cos(.23

43222
132

231tAAaAaaw)

les harmoniques de f

1 et f2 non détaillés ici et différents termes d"intermodulation aux

fréquences f

1 ± f2 ; 2f1 ± f2 ; 2f2 ± f1 ; etc.

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