Conversion Analogique-Numérique (CAN)
Nous appelons résolution du CAN le nombre de bits que le convertisseur utilise pour coder le signal analogique en signal numérique. Enfin le calibre correspond
Conversions analogique - numérique et numérique - analogique.
obtient alors un signal numérique vq[k] discret en temps et en amplitude (iii). La quantification est liée à la résolution du CAN (son nombre de bits)
Le convertisseur analogique numérique CAN
Le CAN associe à toute valeur analogique d'entrée un code binaire de sortie prédéfini. Il s'agit ici d'un CAN dont la PE vaut 0 10V et la résolution 4.
Le C.A.N. : Convertisseur Analogique – Numérique 1 Généralités : 2
Un Convertisseur Analogique – Numérique CAN ou ADC (Analogue to Digital n
GELE4011 Chapitre 7: Conversion Analogique-Numérique
Convertisseur numérique-analogique (DAC) : convertit une entrée Ex : pour un DAC `a 3 bits la résolution est 8 (8 sorties distinctes).
Cours : Conversion analogique - numérique Présentation de la
La résolution numérique d'un convertisseur correspond à son nombre de bits n. Remarque : q représente la pente. Exercice 1. Soit un C.A.N 12 bits
CNA et CAN - Cours.pdf
Le convertisseur Numérique/Analogique (abrégé CNA) est un dispositif La résolution d'un CNA est une tension elle s'exprime donc en volt (V).
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Numérique. Analogique. CAN. CNA. Convertisseur Analogique Numérique : Analog to Digital Converter. CAN : ADC quantification en amplitude ( résolution ) ...
Etude et conception de CAN haute résolution pour le domaine de l
4.16 Résolution de convertisseurs pour différentes architectures . Il existe différents types de convertisseurs analogique/numérique (ADC pour Analog-.
CONVERTISSEURS ANALOGIQUE/NUMERIQUE
La résolution d'un convertisseur N/A est égale à la plus petite variation de la tension de sortie qui peut être provoquée par une modification du signal.
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Plus la résolution d'un CAN est élevée plus la sortie numérique est une image précise du signal analogique d'entrée comme l'illustre le tableau II 1 pour
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Convertisseur Analogique Numérique : Analog to Digital Converter CAN : ADC quantification en amplitude ( résolution ) Document ( pdf ) : DAC0800
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Convertisseur numérique-analogique (DAC) : convertit une entrée binaire en sortie analogique Résolution : nombre de sorties distinctes analogiques
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La résolution d'un convertisseur N/A est égale à la plus petite variation de la tension de sortie qui peut être provoquée par une modification du signal
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Par abus de langage on dira que la résolution du convertisseur est de n bits On noteras que cette résolution ne dépend que du nombre de bits à convertir et
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Calculer au dixième de millivolt près la résolution Q d'un CNA de 12 bits auquel on applique une tension de référence VRef = 9V III - Technologie des
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Résolution et pas d'un Convertisseur Analogique-Numérique (CAN) • Période d'échantillonnage d'une conversion analogique-numérique OBJECTIFS DE FORMATION
[PDF] Conversion analogique-numérique
Un Convertisseur Analogique-Numérique (CAN en français ADC pour Analog to Résolution numérique : n bits quantification en amplitude ( résolution )
Comment calculer la résolution d'un convertisseur analogique-numérique ?
La résolution q (ou p) d'un convertisseur analogique/numérique de n bits travaillant sur un domaine en tension électrique est donnée par : En effet, avec n bits, il est possible de coder valeurs différentes, donc on divise la longueur du domaine par le nombre de valeurs possibles.Quelle est la résolution du convertisseur analogique-numérique de l Arduino ?
Toutes les variantes ATmega utilisées sur les plateformes Arduino sont équipées d'un convertisseur analogique-numérique (CAN) multicanal intégré. Le CAN présente une résolution de 10 bits et peut générer jusqu'à 15 000 échantillons par seconde, sous forme de nombres entiers compris entre 0 et 1023.Comment calculer la précision d'un CAN ?
Solution des caractéristiques du CAN
Le nombre affiché par la carte à microcontrôleur varie entre 0 et 1023, ce qui correspond à un nombre total de 1024 possibilités : la résolution est donc de 10 bits car 210 = 1024.- De manière générale, la valeur de sortie (par exemple dans le cas d'une tension) est VS = n.q ou n représente le nombre binaire. Un CNA est définit par sa résolution N (par exemple 12 bits); connaissant la sortie pleine échelle (10V par exemple) on peut alors calculer le quantum (q = 10/(2N-1) dans notre exemple).
2MiB}+ `2b2`+? /Q+mK2Mib- r?2i?2` i?2v `2 Tm#@
HBb?2/ Q` MQiX h?2 /Q+mK2Mib Kv +QK2 7`QK
i2+?BM; M/ `2b2`+? BMbiBimiBQMb BM 6`M+2 Q` #`Q/- Q` 7`QK Tm#HB+ Q` T`Bpi2 `2b2`+? +2Mi2`bX /2biBMû2 m /ûT¬i 2i ¨ H /BzmbBQM /2 /Q+mK2Mib b+B2MiB}[m2b /2 MBp2m `2+?2`+?2- Tm#HBûb Qm MQM-Tm#HB+b Qm T`BpûbX
1im/2 2i +QM+2TiBQM /2 *L ?mi2 `ûbQHmiBQM TQm` H2
hQ +Bi2 i?Bb p2`bBQM, +,,-.,/!012 3 ( 4 567)58)+6
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Chapitre 1
Remerciements
Tout d"abord je voudrais remercier mon directeur de thèse, Philippe Bénabès, pour m"avoir accueilli au GeePs au sein de son équipe, accompagné et conseillé tout au long de cette thèse et ouvert aux joies du§¢. J"aimerais également remercier mes encadrants, Anthony Kolar, Caroline Lelandais-Perrault et Filipe Vinci Dos Santos pour les conseils fournis durant ces trois années, mais aussi pour leur infinie patience et les corrections de dernières minutes en tout genre qu"ils ont fait. J"aimerais également remercier les rapporteurs de mon manuscrit d"avoir accepté ce travail de relecture, Andreas Kaiser et Hassan Aboushady, le président du jury Souhil Me- gherbi, ainsi que les autres membres du jury venus participer à la soutenance, OlivierGevin et Mohamed Ben Chouikha.
Ces trois années m"ont également permis de rencontrer énormément de personnes attachantes (sisi!), avec qui du bon temps a été passé que ce soit au laboratoire, dansl"équipe ou au bar : Alexis Brenes, Juliette Le Hir (pour les jeux de société), Pierre Prache
et Alexandre Mas pour les JNRDM2015, Ashish Rojatkar, Antoine Bouchain, Ludwig Cron, Mickael Brison, Gisela Lechuga Laurent Bourgois et Jérôme Juillard pour la musique et Morgan Roger pour le flipper et tous ceux que j"oublie. Un petit merci aussi à toutes les personnes de Strasbourg, celles présentes à Paris et qui entretiennent une passion pour la bière (Manu, Scott, Eva, Hugo...), mais aussi mesMadec.
Et pour finir, je voudrais remercier ma famille qui m"ont toujours soutenu durant toutes ces années d"études (qui sont enfin finies) et que oui, finalement, tu auras (fina- lement) fini tes études avant moi Frédérique :)CHAP?TRE 1. REMERC?EME?TS
Table des matières
1 Remerciements
Table des matières
Liste des figures
Liste des tableaux
2 Introduction
53 Conversion analogique/numérique pour les imageurs
93.1 Métriques des ADCs
93.2 Architectures de convertisseurs
143.3 ADC colonne pour imageurs
263.4 Conclusion
424 Two-step incremental§¢45
4.1 Theorie I§¢. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .4 6
4.2 Two-step conversion
514.3 Modélisation des défauts
654.4 Conclusion
705 Conception analogique
715.1 Approche en gm/Id
725.2 Intégrateur
745.3 Additionneur-comparateur
835.4 Echantillonneur-Bloqueur
885.5 Bloc de phases non-recouvrantes
905.6 Schéma de l"ADC
915.7 Conclusion
936 Résultats95
6.1 Inverseur
956.2 Echantillonneur-bloqueur
98TABLE DES MAT?ÈRES
6.3 Integrateur
10 06.4 Additionneur-comparateur
10 36.5 ADC
10 47 Conclusion
1077.1 Contribution
10 87.2 Perspectives
10 9Liste des figures
2.1 Architecture d"un imageur CMOS [
1 63.1 Fonction de transfert d"un convertisseur 3 bits
103.2 Erreur d"offset pour une conversion sur 3 bits
113.3 Influence du DNL et de l"INL pour une conversion sur 3 bits
123.4 Différence des calculs des erreurs dynamiques
133.5 Schéma d"un ADC simple rampe[
2 153.6 Schéma d"un ADC cyclique[
3 163.7 Principe du RSD avec la comparaison 3 niveaux d"un ADC cyclique [
4 173.8 Architecture de CAN SAR et exemple de conversion [
5 173.9 Influence du sur-échantillonnage sur le bruit dans la bande-passante de
l"ADC 193.10 Noise shaping d"un modulateur§¢[5]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
3.11 Architecture d"un ADC§¢du 1erordre[6]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
3.12 Topologie d"un modulateur§¢3 étages [7]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 1
3.13 Architecture d"un ADC§¢incrémental du 1erordre [8]. . . . . . . . . . . . 22
3.14 Architecture d"un ADC hybride
243.15 Architecture du modulateur de 2
ndordre [9]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 43.16 Architecture du DAC de 11 bits segmenté avec les capacités parasites [
9 253.17 Schema simplifié d"un ADC SS two-step [
10 ].Le C DSana logiqueest réalisé par le transistor©AZ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .263.18 Schema simplifié d"un ADC SS two-step [
10 ].Le C DSana logiqueest réalisé par le transistor©AZ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .283.19 Schema simplifié d"un ADC SS two-step [
11 293.20 Architecture d"un ADC cyclique 13-bit [
12 313.21 Architecture d"imageur utilisant un ADC cyclique de 12-b avec une largeur
de 8 pixels [ 13 323.22 Architecture d"ADC SAR 12 bits avec DAC segmenté en deux parties[
14 343.23 Architecture d"ADC SAR 14 bits avec une échelle de tension de références[
15 353.24 Architecture d"ADC SAR 14 bits avec une échelle de tension de références[
16 363.25 Architecture d"un modulateur I§¢avec des inverseurs [17]. . . . . . . . . . 3 8
L?STE DES F?GURES
3.26 Architecture d"un modulateur I§¢two-step [18]. . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.27 (a) H igh-levelvie wof t wo-stepsar chitecture,sc hematico ft hesamp leand hold and (b) t heI §¢second order modulator(c). . . . . . . . . . . . . . . . . 4 13.28 Architecture d"un modulateur I§¢two-step [19]. . . . . . . . . . . . . . . . . 42
3.29 Figure récapitulative de l"état de l"art des ADCs pour imageur de leur réso-
lution en fonction de la fréquence d"échantillonnage 433.30 Figurerécapitulativedel"étatdel"artdesADCspourimageurdeleurFoM
CIS en fonction de leur résolution 444.1 Architecture d"un I§¢d"ordre 2 avec intégrateurs en cascade, feed-forward
et retour unitaire du DAC 464.2 (a) Valeur de l"erreur de quantificationeQet(b) v aleurd urési duan alogique pour un OSR de 25 48
4.3 Erreur de quantification d"un modulateur d"ordre 2 pour un OSR de 25
494.4 Résolution en fonction de la dynamique d"entrée pour différents OSR d"un
ADC§¢avec un modulateur d"ordre 2 et des coefficients d"intégration uni- taires 504.5 Dynamique d"entrée pour différentes architectures de§¢incrémental pour
un OSR de 100 504.6 Résolutions calculées et idéales pour différentes architectures de§¢I. . . . 51
4.7 (a) V uehaut niv eaud "uncon vertisseur§¢incrémental two-step et(b) ar - chitecture du modulateur§¢incrémental de second ordre avec feed-forward524.8 Dynamique maximum du second intégrateur pour différentes valeurs dea355
4.9 Dynamique maximum du second intégrateur pour différentes valeurs dea455
4.10 Dynamique maximum du second intégrateur pour différentes valeurs dea556
4.11 Dynamique du second intégrateur en fonction de la dynamique d"entrée du
modulateur 564.12 Occurence des valeurs V
1et V2pour différentes valeurs d"entrée pour une
entrée balayant toute la dynamique et un OSR= 200 574.13 Résolution normée en fonction de¯. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .58
4.14 Comparaison de l"architecture two step utilisant un modulateur d"ordre 2 et
d"architectures§¢classiques. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 94.15 Optimisation de¯pour différentes architectures. . . . . . . . . . . . . . . . 61
4.16 Résolution de convertisseurs pour différentes architectures
624.17 DNL et INL idéaux de l"ADC§¢I2-2 avec 256k points en entrée. . . . . . . . 6 4
4.18 SNDR du convertisseur§¢2-2 avec un signal d"entrée de 230 kHz. . . . . . 64
4.19 Equivalence entre un intégrateur en temps discret et u intégrateur à capaci-
tés commutées 654.20 ENOB du convertisseur en fonction du gain de l"intégrateur déterminé à
partir de l"équation ( 4.45 66L?STE DES F?GURES
4.21 ENOB du convertisseur en fonction du GBW pour F
CLK=20 MHz. . . . . . . 6 7
4.22 ENOB du convertisseur en fonction de l"OSR pour différents mismatch de
capacités 684.23 INLetDNLduconvertisseurpourdesvaleursdecoefficientsa1=a2=0.5+0.5%
avec 256k valeurs d"entrées 695.1 Architecture haut-niveau retenue de l"ADC
725.2 Architecture haut-niveau de modulateur§¢I d"ordre 2. . . . . . . . . . . . 72
5.3 Courbes de caractérisation du paramètre gm et Id pour différents Vgs
735.4 Courbe du paramètre g
m/ID. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .7 35.5 circuitàcapacitéscommutéesavecauto-zeroingen:
(a) phased"échantillon- nage et (b ) pha sed "intégration 745.6 Valeurs du signal de commande©1,©2 et d"intégrateur sur quatre intégra-
tions avec V I= 100 mV, CS= 1, CI= 2 et VOFFSET= 20 mV. . . . . . . . . . . . 765.7 Inverseur avec un gain-boosting
785.8 Fonction de transfert de l"inverseur du gain-boosting dimensionné. Analyse
du gain en dB en fonction de l"entrée associée 805.9 Réponse fréquentielle du gain de l"inverseur autour de son point de fonc-
tionnement 815.10 Variation de la sortie de l"intégrateur pour une entrée de 750 mV
825.11 Erreurenfonctiondutempsd"intégrationpourunegrandevariationensor-
tie (figure du haut, cas A) et pour une faible variation (figure du bas, cas Bp) 835.12 Schéma du bloc intégrateur
845.13 Schéma du bloc sommateur-comparateur
855.14 Signaux numériques de commande de l"additionneur
855.15 Schéma de principe d"un comparateur
865.16 Schéma du comparateur double tail utilisé
865.17 Analyse Monte-Carlo (process+mismatch sur 200 points) de l"offset et du
temps de décision maximum du comparateur 875.18 Analyse temporelle de l"additionneur pour déterminer l"offset : en haut, le
signal d"entrée du comparateur, en bas la sortie du comparateur après déci- sion 885.19 Schéma de l"échantillonneur/bloqueur utilisé
895.20 Chronogramme des signaux de commande de l"échantillonneur-bloqueur
895.21 Schéma du bloc générant les horloges non recouvrantes
915.22 (a)
Sch émacomp letde l "ADCpr oposéet
(b) s ignauxde comm andeas sociés 925.23 Analyse fréquentielle de l"ADC, utilisant une FFT sur 256 points
936.1 Inverseur avec un gain-boosting
966.2 Layout de l"inverseur avec le gain-boosting
96L?STE DES F?GURES
6.3 Analyse AC de l"inverseur suivant plusieurs entrées compris dans la plage
[-5¹;+5¹]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 76.4 Schéma de l"échantillonneur/bloqueur
986.5 Layout d l"échantillonneur bloqueur
996.6 Erreurensortiedel"échantillonneur-bloqueursurtoutelaplaged"entréedu
convertisseur pour différents corners de simulation et températures (-20°C,25°C, 85 °C)
996.7 Schéma du bloc intégrateur
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